該電路一般用于輸入線電壓為380V的三相整流模塊的DC-DC變換電路。對(duì)于此類整流模塊，母線電壓一般在800V左右。如果DC-DC變換電路依舊采用單個(gè)的兩電平LLC電路，DC MOS管必須采用1200V耐壓的MOS管。當(dāng)前市面上這種MOSFET較少，且價(jià)格都很貴。另外，常規(guī)的1200V高壓MOSFET，其導(dǎo)通電阻比600V MOSFET的Rds(on)高，不容易實(shí)現(xiàn)高效率的要求。選擇ISOP交錯(cuò)并聯(lián)LLC拓?fù)洌涂梢岳^續(xù)采用600V的MOS管，型號(hào)豐富，成本低，且模塊效率高。
圖1 交錯(cuò)并聯(lián)全橋LLC拓?fù)渲麟娐?/div>
如圖1所示，該拓?fù)溆?個(gè)全橋LLC電路(LLC1和LLC2)組成。其中，LLC1由
Cp/Q1~Q4/Cr1/Lr1/Tr1/D1~D4組成，LLC2由Cn/Q5~Q8/Cr2/Lr2/Tr2/D5~D8組成。LL1和LLC2在變壓器原邊串聯(lián)，在變壓器副邊并聯(lián)，組成ISOP結(jié)構(gòu)。
圖1中，Q1-Q8的驅(qū)動(dòng)電壓為Vgsa/Vgsb/Vgsc/Vgsd。四個(gè)驅(qū)動(dòng)電壓的頻率相同，占空比均為0.475(PFM態(tài)時(shí)，考慮500ns死區(qū))。在控制上，Vgsa/Vgsb為互補(bǔ)發(fā)波，Vgsc/Vgsd為互補(bǔ)發(fā)波。LLC1的PWM發(fā)波，比LL2要超前或滯后1/4個(gè)PWM周期，以達(dá)到交錯(cuò)控制的目的。超前1/4個(gè)周期時(shí)的發(fā)波情況如圖2所示。
圖2 ISOP交錯(cuò)并聯(lián)全橋LLC拓?fù)涞陌l(fā)波情況
與圖2中的發(fā)波對(duì)應(yīng)，流過LLC1諧振電感的電流，要比流過LLC2諧振電感的電流超前90度。通過整流后，兩路LLC的副邊整流二極管輸出電流，相位相差了90度。實(shí)際副邊整流出來的總電流波形，是兩個(gè)LLC副邊整流波形之和。仿真得出的整流二極管輸出電流的仿真波形如圖3紅色波形所示。
圖3 單邊LLC和整個(gè)拓?fù)涞母边呎鞫O管輸出電流波形情況
圖3中，is_llc1和is_llc2分別為LLC1的副邊二極管輸出電流波形，is該拓?fù)涞母边呎鞫O管輸出的總電流。在任何時(shí)刻，is的值等于is_llc1和is_llc2之和。從圖中可見，相較于單路LLC的副邊電流波形，交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞贸龅母边呺娏鞑ㄐ危潆娏骷y波小得多。因而，可以省掉輸出差模電感，降低輸出濾波器的體積，進(jìn)一步提高效率。
這里以fs>fr為例，來說明交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞墓ぷ鬟^程。圖5是267.5V/滿載輸出時(shí)的DCDC拓?fù)浞抡娌ㄐ巍?br />
圖5 267.5V/滿載輸出時(shí)的DCDC拓?fù)浞抡娌ㄐ?/div>
圖5中，i_lr_llc1和i_lr_llc2分別為流過LLC1和LLC2諧振電感的電流，i_lm_llc1和i_lm_llc2分別為流過LLC1和LL2主變勵(lì)磁電感的電流，is_llc1和is_llc2分別為LLC1和LLC2副邊整流二極管輸出的電流;is為所有副邊二極管輸出的總電流。下面分模態(tài)描述交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞墓ぷ鳡顟B(tài)。
Model 1(T0-T1)：
對(duì)于LLC1，T0時(shí)刻，Q2/Q3關(guān)斷，原邊電流沿著Q1/Q4的反向體二極管續(xù)流。在T0-T1期間，原邊諧振電流i_lr_llc1大于主變的勵(lì)磁電感電流i_lm_llc1，i_lr_llc1給母線電容/勵(lì)磁電感充電，同時(shí)向副邊提供能量，副邊的D2/D3導(dǎo)通。i_lr_llc1作為提供能量的源頭，電流快速下降，而i_lm_llc1依舊在線性上升。
對(duì)于LLC2，T0-T1時(shí)間段內(nèi)，都是Q2/Q3導(dǎo)通，D6/D7導(dǎo)通，原邊向副邊傳遞能量。
圖6 T0-T1時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
Model 2(T1-T2)：
對(duì)于LLC1，到T1時(shí)刻，i_lr_llc1下降到等于i_lm_llc1，此時(shí)副邊的D2/D3過零關(guān)斷。在T1-T2期間，勵(lì)磁電感電流i_lm_llc1線性下降，勵(lì)磁電感給副邊提供能量，D1/D4導(dǎo)通。由于Lm不參與諧振，原邊電流依舊按照諧振頻率的正弦波形下降，通過Q1/Q4的體二極管給母線電容充電，并將Q1/Q4對(duì)應(yīng)的Cds體電容反向充至0V，將Q2/Q3的體電容充至母線電壓。
對(duì)于LLC2，T1-T2時(shí)間段內(nèi)，都是Q2/Q3導(dǎo)通，D6/D7導(dǎo)通，原邊向副邊傳遞能量。
圖7 T1-T2時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
Model 3(T2-T3)：
對(duì)于LLC1，到T3時(shí)刻，Q1/Q4開通。由于此時(shí)諧振電流依舊為負(fù)，Q1/Q4的體二極管在續(xù)流，Q1/Q4實(shí)現(xiàn)零電壓開通(ZVS)。在T2-T3期間，勵(lì)磁電感Lm一直在向副邊傳遞能量，不參與諧振。原邊電流依舊按照諧振頻率的正弦波形變化。
對(duì)于LLC2，T2-T3時(shí)間段內(nèi)，都是Q2/Q3導(dǎo)通，D6/D7導(dǎo)通，原邊向副邊傳遞能量。
圖8 T2-T3時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
Model 4(T3-T4)：
LLC1的工作狀態(tài)，類似于Model 1的LLC2的工作模態(tài)，但開關(guān)管狀態(tài)與之對(duì)稱，如下圖所示;
LLC2的工作模態(tài)，和Model 1的LLC1的工作模態(tài)相同;
圖9 T3-T4時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
Model 5(T4-T5):
LLC1的工作狀態(tài)，類似于Model 1的LLC2的工作模態(tài)，但開關(guān)管狀態(tài)與之對(duì)稱，如下圖所示;
LLC2的工作模態(tài)，和Model 1的LLC1的工作模態(tài)相同;
圖10 T4-T5時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
LLC1的工作狀態(tài)，類似于Model 1的LLC2的工作模態(tài)，但開關(guān)管狀態(tài)和電流流向與之對(duì)稱，如下圖所示;
LLC2的工作模態(tài)，和Model 1的LLC1的工作模態(tài)相同;
圖11 T5-T6時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
至于T6-T7/T7-T8/T8-T9的工作模態(tài)，分別與Model1/Model2/Model3類似，但全部開關(guān)管狀態(tài)和電流流向與之對(duì)稱;T9-T10/T10-T11/T11-T12的工作模態(tài)，分別與Model4/Model5/Model6類似，但全部開關(guān)管狀態(tài)和電流流向與之對(duì)稱。這里不再詳細(xì)分析。
從上述波形和分析可知，LLC1和LLC2確實(shí)是各自獨(dú)立工作，互不影響。
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